由于大功率LED越來越多地應用于普通照明，市場對驅動這些LED的離線電源的需求日益增加。由于LED的V-I（電壓-電流）特性，這種電源的輸出電流必須是恒流。本文將討論以飛兆功率開關（FPS）為基礎的電源，通過初級端調節(jié)實現(xiàn)次級恒流輸出。由于該電源無需運算放大器和光耦合器來穩(wěn)定輸出電流，因而在需要安全隔離的情況下其成本效益非常好。
傳統(tǒng)的恒流輸出PSU
圖1所示為傳統(tǒng)的恒流輸出離線電源，基于反激式拓撲結構，在輸入電壓為85~265VRMS時提供700mA的電流和5.1V的最大輸出電壓。按照其技術數(shù)據(jù)，該電源應能驅動3W的大功率LED.這個電路簡單易懂：經過對市電進行整流（BD1-BD4）和濾波（C2、C3和L1），后接一個帶FPS FSQ510的反激電路。
在具備實現(xiàn)先進開關電源的所有功能的集成電路系列中，F(xiàn)SQ510是“最小型”的成員，而且是集成了700V Sense-FET的單芯片器件，而那些功率較大的成員都是雙芯片器件，包括一個控制器和一個單獨的VDS=650V的Sense-FET.由于這個系列中所有成員的基本功能和行為幾乎相同，因此，對采用FSQ510的電源討論可適用于整個系列。將電源接入市電，就可通過該器件的內部啟動電路開始工作，即由內部高壓JFET對C8充電，使其達到典型的13V啟動電壓。一旦達到這個電平，內部Power-MOSFET就進入開關工作狀態(tài)，電源開始正常工作。此時，JFET關斷以降低電源功耗；而FPS則由單獨的變壓器繞組供電，經D2整流以及R7和C8濾波。
RS2和RS3與DS1和C82構成一個箝位電路（俗稱“緩沖器”）網(wǎng)絡，吸納存儲在變壓器漏電感中的能量。這是為了將漏極電壓限制在安全電平上。
變壓器副邊電壓經D1整流和C4濾波，并經L2和C5后濾波。輸出電壓經R2、R3、R5、R6、U1和U2構成的電路調節(jié)。U1將反饋信號耦合到初級，而C6和R17則構成頻率補償電路，從而形成穩(wěn)定的閉環(huán)。
本例中的實際輸出電流由并聯(lián)電阻R11、R13和R14來檢測，并借助Q1和U1來調節(jié)。當并聯(lián)電阻上的壓降超過Q1的VBE時，U1的LED中將有電流流過，這會使FPS反饋引腳上的電壓降低。這樣，Power-MOSFET的占空比減小，最終使輸出電壓以至輸出電流減小。由于雙極晶體管（BJT）的VBE對溫度非常敏感，因此增加了由R10和NTC THR1構成的補償電路。R8和R9的作用是關閉U2,防止電壓回路影響電流調節(jié)回路的正常運作。
R12、R15、R16、D4和C10構成了實現(xiàn)FPS中功率MOSFET的準諧振開關功能的電路。準諧振開關指對漏電壓進行監(jiān)視，MOSFET僅在漏電壓最小時才導通。這里利用了這樣一個物理事實，即當存儲在變壓器中的能量全部轉移到次級后，就會出現(xiàn)漏極電壓振蕩。這種振蕩是由變壓器的激磁電感和MOSFET的漏極-源極電容形成的諧振電路造成的。由于開關在最小漏電壓時導通，開關損耗大幅降低，EMI性能得到提高。這個同步電路實際上沒直接連接到MOSFET的漏極，而是連接到波形相同但電壓幅度更低的變壓器繞組VCC.
采用初級調節(jié)的恒流電源
在反激式轉換電路中，無需專門調節(jié)電路，就可很好地調節(jié)輸出電壓。這是因為（如忽略寄生效應）兩個輸出電壓的比率等于各自變壓器繞組匝數(shù)之比率，因此能夠調節(jié)，比如繞組電壓VCC,從而在無需光耦合器的情況下獲得相當穩(wěn)定的隔離輸出。圖2所示為采用初級穩(wěn)壓的電源，仍然不具備恒流的特點。種電源的大多數(shù)電路與采用次級調節(jié)的電源相同，但反饋回路完全不同。
如前所述，反饋來自對FPS供電的同一個變壓器繞組。該電壓經D3整流，加在產生芯片VCC的R2/C7,以及對反饋電壓進行濾波的R4/C4上。一般來說，反饋信號也可取自C7.但由于需要相當大的電容來支持啟動電流消耗，最好采用具有不同時間常數(shù)的附加通道。齊納二極管D7為用作誤差放大器的Q1提供基極電流。如果VCC和輸出電壓同時增大，該晶體管的基極電流也將增大，而這會降低FPS反饋引腳上的電平，這類似于采用光耦合器反饋的電源。
至此，電源還工作在恒壓模式，如何將其變成電流源呢？如果分析連續(xù)導通模式下反激開關的輸出電流與峰值MOSFET電流之間的關系，就可知道：要得到恒定的輸出電流，峰值MOSFET電流必須與輸出電壓Vout成正比，與輸入電壓Vin成反比。在非連續(xù)導通模式下，漏電流必定與Vout的平方根成比例，并在理論上與Vin無關。
